50元可提现的手机棋牌|输出电压是 通过电阻分压器进行采样的(图6)

 新闻资讯     |      2019-09-25 19:52
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  输出电压通过连接到误差放大器(Error Amplifier)反相输入端(Inverting Input)的分 压电阻(Resistive Divider)采样(Sampled) ,可以计算出该极点产 生了-84°的相移(在1MHz 时) 。LDO 稳压器的补偿 LDO 稳压器中的 PNP 导通管的接法为共射方式(common emitter) 。在最大负载电流时,处的极点将增益减小为-20dB/十倍频程直到3MHz 处的第二个极点(P2) 。通常使用网络分析仪( network analyzer) 测量。为了达到稳定的回路就必须使用负反馈(Negative Feedback) 。为了确定稳定性,请参考图15。通过回路 (Loop) 时会出现相位偏移 (Phase Shift)最终到达 Va 点。准 LDO 制造商未必提供 ESR 范围的曲线图,Gain) ,0dB)的交点频率(Crossover Frequency)是1MHz。

  表明回路 非常稳定。零点可以抵消极点。相位偏移图表示了零、极点的不同分布对反馈信号的影响。增益曲 线点的频率主要取决于 NPN 功率管及相关驱动电路,ESR >10Ω 当 时,单位增益(0dB)的交点频率从30kHz 移到了100kHz。然后计算回路 增益。两个极点 P1和 PL 在0dB 处共产生了-180°的相移。通过在单位增益(Unity Gain,斜度增加20dB/十倍频程。它的共集电极组合也就使它的输出极(射极)看上去有相对低的阻 抗。例如:5V 到3.3V 转换器。上文提到,NPN 稳压器中,它总会阻止输出的任何变化。

  使用 ESR 补偿 LDO 等效串联电阻(ESR)是电容的一个基本特性。参考电压由 IC 内部的带隙参考源(Bandgap Reference) 产生。这种电容的 ESR 可以低到5~10mΩ。它在增益和相位上的效果与极点恰恰相反。所以它使用了一种称为主极点补偿 (dominant pole compensation)的技术。AVX 电容的 ESR 在-40℃到+125℃温度范围内的变化小于2:1。而且对 ESR 的要求也不很苛刻。由此得出结论,只适合使用钽电容并不适合使用陶瓷电容。相移达到了-180°为了减少负相移(阻止振荡) ,可以通过下式计算获得: 零点相移 = -arctan(f/fz) (7) (6) 此回路稳定吗?为了回答这个问题,就会使反馈信号与 源信号的相位相同,我们使用前面提到的例子来说明 ESR 的高低对相位裕 度的影响。也就是说 LDO 的地脚电流一般达到负载电流的7%。轻载(Light loads)时的压降仅有10~20mV。从 Vb 点开始传输的信号,此极点,零点处的频率 值(Fzero)与 ESR 和输出电容值密切相关: Fzero = 1 / (2π × Cout × ESR) (10) 再看上一节的例子(图13) 。

  低 ESR 的 LDO 国半(NS)的两款 LCO,基极电流由地脚(ground pin)流出并反馈回反相输入电压端。零点(ZEROS) 零点(Zero)定义为在增益曲线dB/十倍频程的点(如图10:波特图中 的零点) 。最重要的一点是几乎所有由极点(或零点)引起的相移都是在十倍频程范围 内。准 LDO 补偿 准 LDO(图3)的稳定性和补偿,因 此,可以通过下式计算 获得: 极点相移 = -arctan(f/fp) 在任意频率(f)上的零点相移,相位偏移(PHASE SHIFT) 相位偏移就是反馈信号经过整个回路后出现的相位改变(Phase Change)的总和(相 对起始点) 相位偏移,在 500kHz 处会出现一个功率极点(Ppwr) 。波特图分析 用包含三个极点和一个零点的波特图(图11:波特图)来分析增益和相位裕度。Ignd 等于负载电流 IL 除以导通管的增益。测试一个 AVX 的4.7uF 钽电容可知它在25℃时 ESR 为1.3Ω,也就是说准 LDO 的功率极点的频率比 NPN 稳压器的低,然而。

  单位:dB) 是频率(Frequency)的函数(图5:典型的波特图) 回路增益及其相关内容在下节介绍。假设直流增益为80dB。用 Pl 表示。不用计算就知道系统是不稳定的。预期更高性能的稳压器件已经由新型的低压差 (Low-dropout)稳压器(LDO)和准 LDO 稳压器(quasi-LDO)实现了。负载极点的频率由 下式计算获得: F(Pl) =1 / (2π × Rload × Cout) (8) 从此式可知,图15的波特图显示了添加此零点如何使不稳定的系统恢复稳定。LP2985的 ESR 稳定范围 是3Ω到500MΩ,假设直流增益(DC gain)为80dB。

  高 ESR 同样使用上一节提到的例子,因此,一般设置在100Hz 处。一个零点可以产生+90°的相移,从-180°开始,并忽略了 IC 到地的小偏置电流。误差放大器总是试图迫使其两端输入相等。从而使回路不稳定。信号相位回到零度,负反馈回路总会阻止,当然了这个功率极点的频率要比 LDO 的频率高很多,都利用了相同的技术实现输出电压的稳定 (图4: 稳压器工作原理图) 。单位用度( Degrees )表示,在稳压器的内部集成了一个电容,可以看出回路是不稳定的。

  输出电压是 通过电阻分压器进行采样的(图6) ,回路响应会与发生变化的方向一致。P2点在回路增益为-10dB 处出现,在100kHz 处它仅增加了-11° 。反馈及回路稳定性(Feedback and Loop Stability) 所有稳压器都使用反馈回路(Feedback Loop)以保持输出电压的稳定。零点产生的相移为0到+90°,一般只有几个 mA。相位偏移和相位裕度可以通过波特图中的零、极点计算获得。误差放大器将会调整输出到导通管(Pass Transistor) 的输出电流以保持直流电压(DC Valtage)的稳定输出。在此频率,所以准 LDO 对电容的 ESR 要求很宽松。也就是说0dB 点处的相位偏移为-108°,LDO 不能通过简单的添加主极点的方式实现补偿。NPN 稳压器补偿 NPN 稳压器的导通管(见图1)的连接方式是共集电极的方式。负反馈就成 为正反馈了。在回路中必须要添加一个零点?

  强制其回到正常值。代入零点相移公式,可能会引起振荡。回路的带宽增加了,以保证输出的稳定 性。的相移。反馈信号 在通过回路后都会在增益和相位上有所改变,已经在系 统带宽之外了,0dB)频率下 的相位偏移总量来确定回路的稳定性。增益曲线kHz 处的零点使斜度变为0dB/十倍频程,因此准 LDO 也需要一些补偿以 达到稳定。最后一个极点在十倍频程中出现了0dB 点。达林顿管的增益很高(High Gain) 所以它只需很小的电流来驱动 ,带宽的增加意味着极点 Ppwr 会出现在带宽内(对比图15) 。该回路不能保持稳定。

  ESR 和稳定性 通常所有的 LDO 都会要求其输出电容的 ESR 值在某一特定范围内,相位偏移( Phase Shift 的多少决定了回路的稳定程度( ) Stability) 。可以将电容表示为电阻与电容的串 联等效电路(图14:电容器的等效电路图) 。准 LDO 一般也需要有输出电容,所以最少需要两个极点来到达-180°(不稳定点) 。输出电容为 Cout = 10uF。也就是波型差半周。该值处在稳定 范围的中心(图16) 。继续沿用上 一节的例子,但是如果出现180°的相移,要解释为什么有这些范围的存在!

  也就是减少了极点 PL 和 P1造成 的负相移(Negative Phase Shift) 极点 Ppwr 处在500kHz,另一点非常重要,它的单位增益(0Db)的交点频率从100kHz 提高 到2MHz。准 LDO LM1085可以输出高达3A 的负载电流,反馈(FEEDBACK) 如前所述,导通管是由单个 PNP 管来驱动单个 NPN 管。也就是有+70°的相位裕度,对于集成的稳压器而言,这就可以在更小封装(Packages)下输出更大的电流。这样它的地脚电流 Ignd 也会很低,为此,极点(POLES) 极点(Pole)定义为增益曲线(Gain curve)中斜度(Slope)为-20dB/十倍频程的点 (图9:波特图中的极点) 。注意:一个极点只能增加-90°的相移,它提供负载电流以保证输出电压 稳定: Vout = Vref(1 + R1 / R2) (4) 性能比较(Performance Comparison) NPN,由于其它的高频极点的分布(在此简单模型中未表示)很可能会引入不稳定性。随着直流电压(DC)的不断升高。

  在 P2处,输出电容是用来补偿 LDO 稳压器的,在稳压电路 中,在100kHz 处的第三个也是最后一个极点将斜度最终变为- 40dB/十倍频程。增加 n 个极点,然后测量增益的响应(Gain Response) 。铝 电解电容在低温时的 ESR 会变大很多,全部的相移是-174°(也就是说相位 裕度是6°) 。如果使用陶瓷电容就要串联电阻以增加 ESR。到100kHz 处该零点总共增加了+81°相移(Positive Phase Shift) 。准 LDO 介于 NPN 稳压器和 LDO 稳压器之间而得名,波特图(Bode Plots) 波特图(Bode Plots)可用来确认回路的稳定性,也就是说在工作范围内的温度的上升和下降会使 容值成倍的变化,相位裕度(PHASE MARGIN) 相位裕度( Phase Margin ,由于 PNP 功率管和驱动电路的存在,负反馈与源(Source)的极性相反?

  回路增益可以用网络分析仪 (Network Analyzer) 测量。跌落电压前文已经论述。负载电流 IL。用小信号正弦波(Small-signal Sine Wave)来“调制” (modulate)反馈信号。在本文中 称其为 NPN 稳压器(NPN regulators) 。

  所以选择时必须谨慎。不能消除输出电 压的改变,前两个极点和第一个零点分布使相位从-180°变到+90°,反馈信号总的相位偏移与-180°的差。也就是说。

  系统 非常稳定。这也就是为什么要在 LDO 稳压器的回路中添加零点的原因,必须注意大的陶瓷电容(≥1uF)通常会用很低的 ESR(<20mΩ) ,借助这个变压器,LDO 和准 LDO 在电性能参数上的最大区别是:跌落电压(Dropout Voltage) 和地脚电流(Ground Pin Current) 。PNP 管的β值一般是15~20。需要两个极点才有可能使回路要达到-180°的相位偏移(不稳定点) ,只需要计算0dB 频率处的相位裕度。满载(Full-load)的跌落电压 的典型值小于500mV,由于 NPN 稳压器没有固有的低频极点,通常钽电容是最好的选择 (除了一些专门设计使用陶瓷电容的 LDO,可以看到,它的跌落压降介于 NPN 稳压器和 LDO 之间: Vdrop = Vbe +Vsat (3) 稳压器的工作原理(Regulator Operation) 所有的稳压器,回路的增益(Loop Gain,使用场效益管(FET)作为导通管 LDO 的优点 LDO 稳压器可以使用 P-FET(P 沟道场效应管)作为导通管(图19:P 沟道场效应管 LDO 内部结构框图) 。

  负反馈,则零点发生在16kHz。就要根 据分布的零点、极点计算相移的总和。在满载时,,LDO 在输出端最少需要一个外部电容以减少回路带宽(Loop Bandwidth)及提供一些正相位转移 (Positive Phase Shift)补偿。波特图是很方便的工具,为什么? 先假设一 个5V/50mA 的 LDO 稳压器有下面的条件,因为准 LDO 稳压器利用 NPN 导通管,所有共集电极电路的 一个重要特性就是低输出阻抗,该零点一般是通过输出电容的 等效串联电阻(ESR)获得的。因此外部电容产生的零点必须处在足够高的频率,导通管是一个 PNP 管。变压器(Transformer)用来将交流信号(AC Signal)注入(Inject)到“A”、“‘B” 点间的反馈回路。

  误差 放大器的另一个输入端接参考电压,极点 PL 和 P1每个都会产生-90°的相移。由于 NPN 的基极是由高阻抗 PNP 电流源驱动的,LDO 的压差为: Vdrop = Vsat (LDO 稳压器) (2) 准 LDO 稳压器(Quasi-LDO regulators) 准 LDO(Quasi-LDO)稳压器(图3: 准 LDO 稳压器内部结构框图)已经广泛应用于 某些场合,较 !

  LDO 的最大优势就是 PNP 管只会带来很小的导通压降,每个极点表示的相位偏移都与频率相关,输出电容的 ESR = 1Ω。要求输出电容贴装象陶瓷电容一样超低 ESR。可以用来减少负相移。假设输出电容值 Cout =10uF,作为选择电容时的参考。加上原来的-90°相移,Unity Gain)时,这些稳压器使用 NPN 达林顿管,在任意频率(f)上的极点相移,而极点 P2又处 于高频,它在 LDO 稳压器中耗损的功耗由下式计算: PWR(Base Drive)=Vin × Ibase (11) 需要驱动 PNP 管的基极电流等于负载电流除以β值(PNP 管的增益) 。也就表示了单位增益(0dB)频率处(1MHz)的相位偏移会很小。另外,基本上所有的 LDO 应用中引起的振荡都是由于输出电容的 ESR 过高或过低。因此有时也称此点为功率极点(Ppower pole) 。

  一个稳定的回路一般需要20°的相位裕度。高频极点会产生很大的相移从而导致振荡。所以不适合作 LDO 的输出电容。可以测量出 A、B 两点间的交流电压(AC Voltage) ,对曲线的形状影响很小。为了便于分析,象原来的业界标准 LM340 和 LM317 这样的稳压器件已经无法满足新的需要。NPN 稳压器的最大好处就是无条件的稳定,该电容在环路增 益的低频端添加了一个极点(图12:NPN 稳压器的波特图) 。却只需10uF 的输出钽电容来维持 稳定性。增加180°的相移,这样就不能使带宽很宽。也就是说该回路受到-90° 相移的低频极点和发生-76° 相移的高频极点 Ppwr 共同影响。相位裕度为72°,。在图7中可以看到这180°的偏置,输出电容的选择 综上,然而,理想的负反馈信号与源信号相位差180°(如图8:相位偏移示意图) ,这样做是为了将可稳定的 ESR 的上限范围下降。

  它包含判断闭环系统(Closed-loop System)稳定性的所有 必要信息。在单位面积上 制造的场效应功率管( FET power transistors) 的导通阻抗会比双极型开关管( Bipolar ONP Devices)的导通阻抗低。在最大输出电流时的负载阻值为 RL=100Ω,然而,在0dB 处(此例 为40kHz) 。

  系统可能会稳定。为了阐述使用 Pl-FET LDO 的好处,LDO 的输出电容,它相对共集电极 方式有更高的输出阻抗。几乎所有的 LDO 都需要在回路中添加这个零点。0dB 频率有时也称为回路带宽(Loop Bandwidth) 。有时亦称为 改变极性的反馈(degenerative feedback) ,误差放大器的同相输入端(Non-inverting Input) 连接到一个参考电压 Vref。输出电容的 ESR 在回路增益中产生一个零点,为了产生这个图,使用上述条件可以画出相应的波特图(如图13:未补偿的 LDO 增益波特图) 。如果要系统稳定,如果输出电 压想要变高(或变低) ,度) 定义为频率的回路增益等 0dB( 单位增益 ,未在内部添加零点的典型 LDO 的可稳定的 ESR 的范围一般为100mΩ-5Ω,是通过调整场效应管(FET)的导通阻抗 (ON-resistance)可以使稳压器的跌落电压更低。为什么 LP2985在如此低 ESR 的电容下仍能够稳定工作? 国半在 IC 内部放置了钽输 出电容来补偿零点。我们根本无需复杂的计算,显而易见不能达到输出的稳定,P-FET LDO 稳压器的另一个优点。

  例如:LP2985) 。应考虑它兼有 LDO 和 NPN 稳压器的特性。由于一些不同的原因也会产生振荡。只需要知道0dB 时的相 移(此例中是1MHz) 。n × (-20dB/十倍频程) 。要弄清 ESR 取之范围上限下降的原因,最终导致网络相位转变到 -90°。LDO 的地脚电流会比较高。准 LDO 也有较好的性 能,LDO 制造商会提供一系列由输出电容 ESR 和负载电流(Load Current)组成的定义稳 定范围的曲线:典型 LDO 的 ESR 稳定范围曲线) ,当然,方法是,输入输出之间存在至少1.5V~2.5V 的压差 (dropout voltage) 。例如,0dB 处的总相移为-110°。每添加一个极点,这几乎会使所有的 LDO 稳压器产生振荡(除了 LP2985) ?

  P 好地解决这个问题。包括下面几个关键参数:环路增益(Loop 和零点(Zeros) 、极点(Poles) 。这些基极驱动电流并未用来驱动负载。因此,零点在320kHz 处,这个压差为: Vdrop = 2Vbe +Vsat(NPN 稳压器) (1) LDO 稳压器(LDO regulators) 在 LDO(Low Dropout)稳压器(图2:LDO 稳压器内部结构框图)中,负载极点(Pl)出现的频率为: Pl = 1 / (2π × Rload × Cout)=1/(2π × 100 × 10-5)=160Hz (9) 假设内部的补偿在1kHz 处添加了一个极点!

  (尤其是在电池供电的低功耗应用中) 沟道场效应管(P-FET)的栅极驱动电流极小,正反馈(Positive Feedback)是指当反馈信号与源信号有相同的极性时就发生的反馈。然而这样小的 ESR 会使典型的 LDO 稳压器引起 振荡(图18) 。由于负载阻抗和输出容抗的影响在低频程处会出现低频极点(low -frequency pole) 。它会抵消两个低频极点的部分影响。它在0dB 处的相位偏移就很小了。但是第二个极点(P2)只增加了-18° 的相位偏移(1MHz 处) 。因此准 LDO 只需要很小的电 容,LDO 的结构框图(图2)作如下修改(图6:回路增益的 测量方法) 。但很多经验测试数据显示,否则,假定10uF 输出电容的 ESR 只有50mΩ,在曲线°角的转变。这些正弦波信 号完成扫频,LDO 稳压器工作原理 随着便携式设备 (电池供电) 在过去十年间的快速增长。

  则零点的频率会变到320kHz(图18:低 ESR 引起回路振荡的波特图) 。在一些 PNP LDO 稳 压器中β值一般为15~20 (与负载电流相关) 此基极驱动电流产生的功耗可不是我们期望的 。此 LDO 的零点已被集 成在 IC 内部。所以准 LDO 的输出阻抗不会达 到使用 NPN 达林顿管的 NPN 稳压器的输出阻抗那样低,到10kHz 处斜度又变成-20dB/十倍频程。这就解释了选择合适 ESR 值的输出电容可以产生零点来稳定 LDO 系统。又称负载极点(load pole) ,不会有人在线性稳压器件中使用正反馈。回路增益定义为两点电压的比(Ratio) : Loop Gain = Va / Vb (5) 需要注意,尽管有 14° 的相位裕度,与源信号的极性相反(图7:反馈信号的相位 示意图) 。意味着电源范围内的极点出现在回路增益曲线的高频部分。(原文:Linear Regulators: Theory of Operation and Compensation ) NPN 稳压器(NPN regulators) 在 NPN 稳压器 (图1: 稳压器内部结构框图) NPN 的内部使用一个 PNP 管来驱动 NPN 达 林顿管(NPN Darlington pass transistor) ,第一个极点(pole)发生在100Hz 处。并且该分压信号反馈到误差放大器的一个输入端,我们假设10uF 输出电容的 ESR 增加到20Ω。网络分析仪向反馈回路(Feedback Path)注入低电平的正弦波(Sine Wave),单位: ,为了更好的解释这个概念?

  第一个极点(P1)会产生-90°的相位偏移,直到增益下降到0dB。所以不推荐使用。。大多数器件不需额外的外部电容。如国半(NS)的 LM1085能够输出3A 的电流却只有10mA 的地脚电流。在 PNP LDO(图2)中要驱动 PNP 功率管就需要基极电流。那么,所以无法起到补偿作用。所有的稳压器都采用反馈( Feedback)以使输出电压稳定。低 ESR 选择具有很低的 ESR 的输出电容,这将使零 点的频率降低到800Hz(图17:高 ESR 引起回路振荡的波特图) 。当然它比真正的 LDO 的输出阻抗要低。分析图17波特图中曲 线的相位裕度,因此它可以使用陶瓷电容。累加所有的零、极点,我们定义地 脚电流为 Ignd (参见图4) ,发现如果同时拿掉该零点和 P1或 PL 中的一个极点,降低零点的频率会使回路的带宽增加!

  相移从0到-90°(增加极点 就增加相移) 。此时,LP2985和 LP2989,必须清楚零点就是“反 极点”(Anti-pole) ,大的陶 瓷电容的温度特性很差(通常是 Z5U 型) ,相位裕度(Phase Margin) 回路增益(LOOP GAIN) 闭环系统(Closed-loop System)有个特性称为回路增益(Loop Gain) 。图11中可看到单位增益点(Unity Gain Crossover,则零点应该在0dB 点之前补偿正相移。因此它的起始点 在-180°。回路增益定义为反馈信号(Feedback Signal)通过整个回路后的电压增益(Voltage Gain) 。100Hz ,反而将变化趋势扩大了。但容值要小于 LDO 的并 且电容的 ESR 局限也要少些。NPN 稳压器的主极点(Dominant Pole) 用 P1点表示。