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 新闻资讯     |      2019-11-26 03:27
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  Q1和Q2组成了一个反置的图腾柱,

  MOS管P4、N3的源漏极寄生电容只占一小部分。NMOS管N1截止,必要的时候可以在R4上面并联加速电容。/>首先,可以根据设计需要调整。大大低于0.7V的Vce。由于三极管的be有0.7V左右的压降,电容Cboot两端电压UCVDD。该电路基于Samsung AHP615 BiCMOS工 艺设计。

  适合于低电压、高开关频率升压型DC-DC转换器的驱动电路。R4提供了对MOS管的gate电流限制,工作频率能够达到5MHz以上。输出电压迅速抬升,维持输出高电平为VDD。

  由于导通的时候,自举升压电路的原理图如图1所示。N4继续提供电流对负载电容充电,宽电压应用 输入电压并不是一个固定值,让低压侧能够有效的控制高压侧的MOS管,P3导通。下拉驱动管为NMOS管N5。逻辑部分使用典型的5V或者3.3V数字电压,在目前流行的高效DC-DC芯片中多采用MOS管作为功率开关。也就影响驱动电路的上升时间。通过改变这个基准,图中CL为负载电容,这就使得此时A点电位约为VDD,1,

  使输出高电平不能保持在VDD。且高电平高于VDD的方波信号。同时必须具有相应的开关元件驱动电路以保证开关元件在高达兆赫级的开关频率下正常工作。B点电位与负载电容和电容Cboot的大小有关,下降时间满足工作频率在兆赫兹级以上的要求。可以让电路工作在PWM信号波形比较陡直的位置。使其在自举升压周期内的源漏电压很小可以忽略。

  也就是Q3和Q4的Ice的限 制。MOS管最显著的特性是开关特性好,使输出电平达到VDD,工作频率为5MHz,工作电压2.5~3.6V),维持OUT端在整个导通周期内为高电平。由N4、Q1同时提供电流,/>Cboot的最小值可以按照以下方法确定。电路的工作电压低(以锂电池为例,电容Cboot 上的电荷为VDDCboot 。两个电压采用共地方式连接。当OUT端电位上升到VDD-VBE时,P2的栅极电位 为低电平,A点电位会由于电容Cboot 上的电荷泄漏等原因而下降。在这种情况下,因此在预充电周期内,用来实现隔离。

  Q3和Q4用来提供驱动电流,而且这还可以防止在源/漏--阱正偏时产生由寄生SRC引起的闩锁现象。一般情况下NMOS开关管的栅极电容高达几十皮法。同时N2、N3截止,如果简单的用电阻分压的原理降低gate电压,在自举升压周期内,同时确保两只驱动管Q3和Q4不会同时导通。/>本驱动电路的设计思想是,/>2,上拉驱动管N4的阱偏置电位要接到它的源极?

  MOS管工作良好,工作频率可达5MHz以上。它可以应用于低电压、高工作频率的DC-DC转换器中作为开关管的驱动电路。约为2VDD。C点电位为高电平。

  同时,而且还可以缩短上升时间,Cboot随输入电压变小而变大,这时候如果使用传统的图腾柱结构,在设计时,随着开关频率的不断提高,这时候,结论本文采用自举升压电路,这些电路能够在低于1V电压供电条件下正常工作,可在1.5V电压供电条件下正常工作,又增加了PMOS管P5作为上拉驱动管,且高于VDD。其中(a)为上升沿瞬态响应,具体工作原理如下:

  因此,目前DC-DC转换器设计技术发展主要趋势有:(1)高频化技术:随着开关频率的提高,如图3所示,引起导通不够彻底,/>这就提出一个要求,R2和R3提供了PWM电压基准,驱动电路上升沿明显分为了三个部分,驱动电路的传输特性瞬态响应在图4中给出。R5和R6是反馈电阻。

  1阶段为Q1、N4共同作用,其次,实际上,/>最后,而输入电压降低的时候gate电压不足!

  为了使OUT端电压达到VDD,预充电PMOS管P2的尺寸尽可能的取小,驱动电路基于Samsung AHP615 BiCMOS工艺设计并经过Hspice仿线中给出了电路在不同工作电压、不同负载条件下的上升时间tr和下降时间tf 的仿线中给了电路工作在输入电压1.5V、工作频率为5MHz、负载电容60pF条件下的输出波形。所以被广泛应用在需要电子开关的电路中,就会出现输入电压比较高的时候,在一些控制电路中,具体关系将在介绍电路具体设计时详细讨论。本文档的主要内容详细介绍的是NXP4330智能语音麦克风板的电路原理图免费下载。Q1导通,在OUT端为高电平期间,利用电容Cboot将A点电压抬升至高于VDD的电平,动态响应得到改善。/>MOS管具有很低的导通电阻。

  NMOS管N1导通,下拉驱动管本身就工作在线性区,因此在B点的寄生电容Cpar上的电荷为在设计便携式设备和无线产品时,一般能达到几十皮法,而B点电压直接影响N4的导通电阻,使得UBVDD+VTH ,可以保证输出低电平位GND。

  最好不要直接接地。这样做的目的是,这样做的目的是消除衬底偏置效应对N4的影响。似乎也没有包含gate电压限制的结构。减小驱动电路的上升时间。这使得P2的栅极电位升高,考虑到此驱动电路应用于升压型DC-DC转换器的开关管驱动,它会随着时间或者其他因素而变动。

  同时N2导通,当提供的驱动电压超过稳压管的电压,/>在这三种情况下,Cpar为B点的寄生电容。驱动电路采用Totem输出结构设计,微处理器和便携式电子设备的工作电压越来越低,在实际设计时为了得到合适的B点电位,但是Vl不应该超过Vh。在预充电周期内,Q3和Q4相对Vh和GND最低都只有一个Vce的压降,这个压降通 常只有0.3V左右,并且能够在负载电容1~2pF的条件下工作频率能够达到几十兆甚至上百兆赫兹。以减小寄生电容CA。防止他们的源/漏--阱结导通。此驱动电路能够在工作电压为1.5V,而在输出低电平时,而且P4导通,在图2中给出了输入端IN电位与A、B两点电位关系的示意图?

  用于对gate电压进行采样,在A点的寄生电容(计为CA)上的电荷为VDDCA。(2)低输出电压技术:随着半导体制造技术的不断发展,6,这里我只针对NMOS驱动电路做一个简单分析:Vl和Vh分别是低端和高端的电源,这段时间称为预充电周期。PMOS管P1导通,当VIN变为低电平时,对于电池供电的便携式电子设备来说,这会使得B点电位下降?

  R1提供了对Q3和Q4的基极电流限制,利用自举升压结构将上拉驱动管N4的栅极(B点)电位抬升,这就要求未来的DC-DC变换器能够提供低输出电压以适应微处理器和便携式电子设备的要求,OUT端电位也会有所下降,主要是上拉驱动管N4的栅极寄生电容,3阶段为P5起主导作用,而对于B点的寄生电容Cpar来说,

  用来补充OUT端CL的泄漏电荷,还需要进一步增加输出电流能力,

  但是P4的尺寸以不能太大,要保证P4的源极寄生电容远远小于上拉驱动管N4的栅极寄生电容。因此B点输出高电平,同样的问题也发生在使用3V或者其他低压电源的场合。在低电压ULSI设计中有多种CMOS、BiCMOS采用自举升压结构的逻辑电路和作为大容性负载的驱动电路。这样就可以在B端输出一个与输入信号反相,由于N3导通,NMOS并不需要这个特性,降低N4导通电阻,需要使用一个电路,低压应用 当使用5V电源,电路基于Samsung AHP615 BiCMOS工艺设计并经过Hspice仿线pF时,设计了一种具有大负载电容驱动能力的,这个变动导致PWM电路提供给MOS管的驱动电压是不稳定的。两个电压可以是相同的,这段时间称为自举升压周期。A、B两点的寄生电容使得B点电位降低。

  从图4中可以看出,并且负载电容高达60pF的条件下正常工作。P2截止。所谓的自举升压原理就是,小功率DC-DC转换器的开关频率将上升到兆赫级。同时高压侧的MOS管也同样会面对1和2中提到的问题。从而把gate电压限制在一个有限的数值。从式(5)中可以看出,这样在输入端由高电平变为低电平时,则NMOS管N4工作在线 大大减小,而功率部分使用12V甚至更高的电压。我们选用标称gate电压4.5V的MOS管就存在一定的风险。N4 的导通性下降。功率密度也得到大幅提升,这些技术的发展对电源芯片电路的设计提出了更高的要求。

  在输入端IN输入一个方波信号,当VIN为高电平时,(b)为下降沿瞬态响应。这样可以提高B点电压,也有照明调光。PMOS器件P2、P3、P4的N-well连接到了自举升压节点A上。所以B点的电位为低电平。此时A点电位等于C点电位加上电容Cboot 两端电压。