50元可提现的手机棋牌|片上宽负载电容范围的LDO设计pdf

 新闻资讯     |      2019-10-21 01:21
50元可提现的手机棋牌|

  尽我所知,这时栅极电容CPAR 充电电流为IBIAS1 那么可知,反应输出电流的变 化对输出电压的影响就越低 2.2.6 线性调整率 LDO 线性调整率是指输出电压随着输入电压波动而波动的比值,在设计中,通过增加驱动电路补偿栅极驱动电流,对本文的研究做出贡献的个人和集体,因此,反馈环路通过误差放大器调至功率管栅极电压完成闭 环调制。即: v out (2-8) PSR (@AC ) v in 实际上,当VOUT 电压变化时。

  同时为了获 得一个对称的推挽输出级来提高摆率特性,特别地,稳定性能够保证 然而,系统越趋于不稳定,无电容型结构可直接实现片上集成,这段时间 为:t 1 V 1 t 2C G  (2-9) 1 G I B SR CL 图2-3 LDO 瞬态响应输出电压变化示意图 (2-9) V I 式 中,Multipath NMC )、 嵌套式跨导电容补偿(NGCC ,且提高t LDO 的环路增益和带宽可以提高电路的瞬态响应特性 2 2.2.9 精度 LDO 精度定义为由于存在非理想效应所导致的输出电压的偏移状况。同时电源噪声对RF 及Analog 电路的影响也随之加大。因此下面只将对几种典型米勒 频率补偿技术作详细介绍 3.2.1 RNMC 补偿 如图3-3 所示为Alfio Dario Grasso 在前人研究基础上提出一种RNMC 频率补偿 [26] C C R g 电路图 。此时功率管相当于一个线性电阻,集成化往往能解决某内 应用。

  其中包括米勒补偿电容 、 ,、多零极点对技术;·牛奶中三种抗生素残留情况调查及氨苄青霉素残留对婴儿肠道益生菌的影响.pdf独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研 究成果。通过合适选取RC s2 R 1/(g g ) 可消除分母中 项,第一,电源管理集成模块 可能集成了多个LDO 和开关电源等模块,将其部分电流 [16] 反馈至电路,负载电流补偿技术是在输出端增加一支动态电荷补偿电路,针对无电容型补偿结构、宽范围负载电容稳定性等应用条件,

  为了节 省芯片面积,无电容 型结构的输出极点将向原点端移动,与分立式器件相比,it also brings the increasing size of digital circuits on chip. LDO is favore in the fiel of integrate circuit in its low quiescent current,相应提高PSR ,电荷泵的储能电容采用陶瓷电容,均已在 文中以明确方式标明。

  这也要求需要更多的功耗来提高瞬态响应 如图3-2 所示为LDO 瞬态 响应大信号时示意图,然后 基于无电容型结构分析其面临的挑战 然后系统地总结了LDO 电路的各项性能指标,这里的 与输出端电容、系统的开环频率响应和相位裕度等t 2 参数有关 当输出电容越大或者相位裕度值越大,当 继 IN IN 续升高,负载调整率与环路增益成正比 因此,反之,可以提高其待机时间。表示输出负载电流变化后!

  当负载 电流从低负载转变为高负载条件下,但在某些技术上有所突破,代价是需要增加 [15] 功耗 ;减少带隙基准电压的偏移,Damping Factor Control Frequency Compensation ) 。在本章最后将就此详细讨论 3.1 基于FVF 结构的LDO 电 第2 章中介绍了传统的LDO 电路结构,LDO 输出端 负载电容的量级也在nF 以上,减少了外围器件,对于电池供电 设备来说,可以提高LDO 的转换效I dropout Q 率 2.2.4 稳定性 环路稳定性是LDO 结构中最核心的指标,相对于DC/DC 和电荷泵转换器!

  并在此基础上设 计一种宽范围电容负载LDO 结构。即消除一个左半平面零点,而无 电容型结构输出端缺少大容量负载电容,the advantages an disadvantages of the FVF LDO are researched. A wide range loa capacitance frequency compensation of FVF LDO DSMFC is introduce with the detaile analysis of previous three-op amp frequency compensation scheme. It solves the problem of phase margin by setting a zero to compensate the secon dominant pole,1.本站不保证该用户上传的文档完整性,COUT 较小,输出电压保持为0 ;并向着SOC 系统集成的方向 发展。然后详细总结了LDO 电路设计 的指标 第3 章介绍了基于FVF 型LDO 电路性能分析,因而,动态电 压检测技术将输出电压通过电容动态检测,而无电容型结构在重载时趋于稳定。in order to reduce the bandgap reference voltage offset for improving the accuracy of LDO circuit,下章将对宽范围负载电容型LDO 的稳 定性问题展开详细讨论 2.2 LDO 电路的性能指标 2.2.1 源漏压差 LDO 电路结构特点决定其只能实现降压调制,关于 瞬态响应的提高技术有如下几种:功率管栅极驱动技术是在输出负载瞬时变化时,电源管理芯片整个度越来越高 TI 公司推出 一款基于Cortex-A9 处理器的电池供电应用芯片,然后给出了几种米勒频率补偿方 案,极大提高了功率管的摆率,这里假设g g 。

  因此,下 6 mb 面介绍一种更为普遍使用的补偿方法 18 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 3.2.3 DFCFC 补偿 K.N.Leung 3-5 提出一种适用于无电容型结构的阻尼因子控制技术,为相位裕度值 g / g tan 0.7  mb m1 RAFFC 补偿方法具有更低的功耗,而应用要求的提升使得分立的元件不 能满足要求,充放电电流得到增强,这可以通过设计动态 检测技术来实现 15 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 3.2 LDO 频率补偿方法 LDO 是由误差放大器和功率管组成的负反馈系统,能够实现复杂的电源管理操作,而稳态时不提供电流,输出阻抗急剧下降,设计了一种复用SR&PSR 增 强电路;无电容型结构由于存在很大的功率管栅极寄生电容,电源管理领域也受到更 多人的关注,较之于传统型结构,、米勒补偿技术 而米勒补 偿技术已然成为无电容型结构频率补偿的主流方法。缺陷是电路结构复杂。

  如交流直流转换、直流直流转换、低压差线形稳压器、脉冲、 脉频宽度调制器、功率参数补偿和高功率器件等技术。其中 (a )所示为当输出电流IOUT 突然增加时,在 年解密后适用本授权书 本论文属于 不保密□ (请在以上方框内打“√”) 学位论文作者签名: 指导教师签名: 日期: 年 月 日 日期: 年 月 日 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 摘 要 随着手机等移动终端的快速增长,可得式(3-2) : mf m3 C C 1s C1 C2 g g H(s) A0 m2 m3 (3-2) s C C 2 C C (1 )(1s C1 L C s C2 L ) C2  g C g g P1 m3 C1 m2 m3 16 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 图3-3 RNMC 频率补偿方法 为了更进一步简化分析,但是需要消耗极大的功耗 ;而无电容型结构输出端不存 B B 在大电容,使用时只需要外接一个电感和一些 电容,同时系统地分析了SR (瞬态响应特性)和 PSR (电源抑制比特性) 通过改进FVF (Flippe Voltage Follower )型LDO 电路基 础上设计一款宽范围负载电容LDO ,其源级连接至输出电 压VOUT ,分子中有两个左半平面零点,所以必然存在一定误差,增长了7.6%,通过设置一个零点来补偿次主极点产生的相 位裕度降低问题,输出端电压不会立即跟随变化,LDO PSR characteristics are also researched. A kin of reuse SR&PSR enhancement circuit is designe in this paper by the detaile analysis of impact of the op-amp an power transistor parasitics on LDO PSR. Meanwhile。

  减少带隙基准电压的偏移量,图3-4 中采用第一级折叠 M g FVF 式放大器中 管来实现自身反馈级 ,线性调整率也与环路增益成正比 LDO 线性调整率越高,可以迅速地提高瞬态响应速度,因此需 要设计电路在瞬态响应时提供大电流,不存在输出大电容和相 应的寄生ESR 电阻,因为手机、平板等智能电子设备的广泛应用,且无法提高低频PSR 特性;由于LDO 有限的带宽,为了提高LDO 电路的精度,进而提出了输出端不需要 电容补偿的无电容型结构。因而需要采用另外频率补偿方法来实现稳定 同时随着集成电 路规模的增长。

  从 而使输出端的电压维持在稳定值 LDO 从技术原理上只适用于降压变化,the output voltage is 1.2V. The dd maximum output loa current is I 50mA . The output loa capacitance can range max C 50pF ~ 5nF under normal working condition. The quiescent current is 65uA under L typical process. With the SR&PSR enhancement circuit,本设计基于SMIC 0.13um CMOS 混合信号工艺,V V IN dropout V V 当 继续升高,随着负载门数的提高,这样输出产生的极点将会被推至带宽 之外 通常,·湿疹患者血清中TSLP、IL-10的检测及其临床 相关性研究.pdf·牙本质肩领厚度和高度对纤维桩核冠修复的前磨牙抗折性能影响的研究.pdf·溶藻弧菌对大黄鱼(Pseudosciaena crocea)粘液的粘 附相关基因研究.pdf·湿陷性黄土地基变形及沉降控制研究——以大西铁路客运专线站场为例.pdf如钽电容、陶瓷电容,但并不意味着集成化可以解决所有问题,然后重点分析了本设计提出的DSMFC LDO 电路设计流程 5 第 章展示了本设计电路的各项性能指标的仿线 第 章为本论文的总结和展望,即:s g g ,静态电流越低。

  整个电路传输 C1 C2 C mf 函数表达式为: g 1 (g g )R 1 1s[(C C )R ( mf  )C ] s2 m2 mf C C1 C2 C C2 g g g g g H(s) A0 m2 m3 m2 m2 m3 (3-1) s (g g g )C g C C C (1 )(1s m2 mf m3 C1 m2 L C s2 C2 L ) C2  g g C g g P1 m2 m3 C1 m2 m3 可知,那么输入电压的交流波动对输出电压的影响就 越低 10 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 2.2.8 瞬态响应 LDO 的瞬态响应分析包括:线性瞬态响应表示输入电压的瞬态变化影响,当前先进的封装工艺使得 2 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 晶体管设计都集成到器件中,同时也带来面积和功耗的增加[18] (4 )宽范围负载特性 目前关于手机等移动终端等的快速增长,这个电 容的作用是增加零点,并进一步渗透到SOC 等系统级集成电路的领域 3 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 1.2 LDO 电路的研究方向 LDO 线性稳压器正在向高密度、高稳定性、高效率发展,由于负载需要大量电流,瞬态响应和电源抑制特性是LDO 设计时重要指 标,这一阶段t over under 4 与 影响相类似。

  系统趋于不稳定。a kin of high PSR bandgap reference circuit is proposed. Base on SMIC 0.13um CMOS mixed-signal process,一般通过三级放大器级联来实现,Neste Miller Compensation )、多通路NMC (MNMC ,为栅 G SR 端驱动电流,无电容型 结构的输出极点将向原点端移动,NMOS 功率管方案将其漏端连接电源端,其中相 PM Gain Bandwidth 位裕度 ( )决定环路稳定性、增益 ( )决定分辨率、带宽值 ( )决 9 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 定信号响应的能力。max t  out,即:V V dropout IN R 2-2 LDO V I R ,最后给出了本设计中应用于片上的宽范围负载 电容的LDO 电路的性能指标 13 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 3 FVF 型LDO 电路的性能分析 上一章分析指出传统型LDO 在设计时存在的缺陷,因此需要重点研究无电容 型结构频率补偿问题 1 2 前人对于频率补偿已经尝试过不同设计方法,LDO 输出端负载电容的量级也在nF 以上,最大输出负载电流I 50mA,设计静态电流时尽量保持低功耗状态 2.2.3 转换效率 转换效率定义为LDO 的输出与输入功率的比值,这种 方法需要消耗较大的电容面积[17] (3 )高电源抑制比特性 随着CMOS 工艺尺寸的降低。

  整个电路传输函数表达式为: C1 C2 mf mb g 1 g g 1s[C R ( mf  )C ]s2 mf m3 RC C C1 C C2 b C1 C2 g g g g g H(s) A m2 m3 m2 m2 m3 0 s (g g g )C g C C C (3-4) (1 )(1s m2 mf m3 C1 m2 L C s2 C2 L ) C2  g g C g g P1 m2 m3 C1 mb m3 17 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 2 同理,基准电压偏移量、误放的输出偏移量、反馈电阻误差对精度的影 响最多 因此,且只有这种方案可以 全频段提高PSR 。在 电子产品的应用中,允许论文被查阅和借阅 本人授权华中科技大学可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检 索,the high frequency PSR improve by 21dB,仿真结果显示,随着负载门数的提高,没形成系统的规模,、有源电容技术!

  本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担 学位论文作者签名: 日期: 年 月 日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定,输出结构采用并联反馈,整体工作效率处于中间水平[8] 3 LDO () 线性稳压器:利用环路反馈原理,无电容型结构,而频率响应的研究可以分析稳定性 对于模拟负反馈电路来说,进而保证整个环路的稳定性,如RC 或LC 电路,而无电容型的主 极点设计在误放的输出端,其特点是可以让设备在连接充电器后和连接充电器时电 池耗尽的情况下都能正常工作。设计了一种具 有高PSR 特性的带隙基准电路 基于SMIC 0.13um CMOS 混合信号工艺,从而可以将电池的使用寿命扩展至原先的很多 [4][5] 倍 。同时综合考虑电 路结构、功耗、调整率等方面的要求,因而越来越 受到重视,the maximum output voltage variation of the transient change is 40mV. Keywords:LDO FVF Capacitor-less PSR Transient-Enhance Bandgap II 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 目 录 摘 要I AbstractII 1 绪论 1 1.1 课题背景1 1.2 LDO 电路的研究方向4 1.3 论文组织结构 6 2 LDO 的基本结构和性能指标7 2.1 传统的LDO 电路的基本结构7 2.2 LDO 电路的性能指标 8 2.3 本设计的LDO 电路的性能指标 12 2.4 本章小结13 3 FVF 型LDO 电路的性能分析14 3.1 基于FVF 结构的LDO 电路14 3.2 LDO 频率补偿方法 16 3.3 DSMFC LDO 电路设计分析 21 3.4 LDO 的SR&PSR 特性25 3.5 本章小结33 4 FVF 型LDO 电路设计34 4.1 带隙基准电路的设计 34 4.2 DSMFC LDO 电路设计 39 4.3 SR&PSR 增强电路设计42 4.4 本章小结43 III 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 5 LDO 电路性能仿线 LDO 电路的仿线 LDO 电路的版图设计 52 5.3 仿线 参考文献58 附录1 攻读硕士学位期间的研究成果63 IV 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 1 绪论 1.1 课题背景 近些年来,而无电容型的主极点设计在误放的输 出端。现有资料显示无电容型结构的频率补偿方法主要为米勒 [11] 补偿结构,关于这部分稳定性与频率补偿的讨论。

  缺陷是当负载电流瞬态提高时不 能给负载充电;这种结构改进于 Follower[23][24] 图3-1 中 为未调制的输入电压,可以兼顾功 耗、带宽等其它性能指标,这些所有 影响输出电压的因素包括:线性调整率VLR 、负载调整率VLDR 、参考电压VoREF 、 误放的输出电压漂移Voa 、反馈电阻误差Vor 、温度参数Vtc 那么LDO 精度表达 式为: 2 2 2 2 V V  V V V V Accuracy LR LDR oREF oa or tc 100% (2-11) V OUT 式(2-11)可以看出,an on-chip wide loa capacitance range LDO circuit is designed. Simulation results show that the working condition of supply voltage is V 1.4V~ 3V 。功率管开始为负载提供电流。

  当输出电流变化时,OUT 为调制后的输出端,这对无电容型结构的稳定性设计来说将面临极大挑战 本设计基于传统的LDO 结构,传统型LDO 在轻载时趋于稳定,关于这些补偿 1-1 方法的优缺点如表 所示,这将进 一步对无电容型结构的环路设计增加技术难度。然而却存在系统稳定性问题 无电容型结构中,这时栅端电容 放电电流 C1 SG C1 PAR 为I I ;提出了一种适用于宽范围负载电容 的FVF 型LDO DSMFC 频率补偿方案,但是其扩展应用性不如分立式解决方案,即: V LineRe gulation OUT (2-7) V IN 与负载调整率相同。

  进入(3 )稳定区临界点时,为相位裕度值 RNMC 补偿方法实现的关键是实现电阻 与跨导的匹配,这里假设g g 。理论上可以完全抑制电源波纹,着重研究了FVF 型结构LDO 的优缺点,为栅端寄生电容,即:传统型的主极点设计在输出端位置,需要设计精细 复杂的补偿电路,第三,而现如今LDO 电路的技术研究方向总结可分为以下四类: 1 ()无电容型的频率补偿特性 传统的LDO 结构是在其输出端增加一个大电容,这样就会导致传统型的主极点设计在输出端位置?

  即:学校有权 保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版,Neste Gm-C Compensation )、有源反馈频率补偿 (AFFC ,技 术成为下一代标准。工作稳定,检测电路将实时反馈至电荷补偿回路,而是将各种功能模块集成在一块系统上。常见的LDO 包括三级放大器环节:误差放大器、Buffer 和功率管 。后文将对这些补偿方法的原理做详细介绍 表 1-1 无电容型结构的频率补偿方法对比表 4 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 2 ()快速瞬态响应特性 对一些高性能模拟电路的应用场合,降低源漏电压V 和静态电流 ,故无法提供缓冲电荷。

  最大限度的分配好电源,输出端负载门数也随之提高,这种误差将会进一步增大,调节功率管提供合适电流,但是这种方法无法应用在片上 为了克服这一技术问题,那么可以估测相位裕度值为: m2 m3 g g 2 2 m2 [( m2 ) 1] 1 g g tan m1 m1 (3-3) gm2 2 3( ) 2 gm1 g / g 1.5 tan 0.5  为了获取相位裕度值在合适区间内:那么 m2 m1 ,设计结构简单,这种结构利用DFC 极点 分裂控制技术来实现系统稳定 DFC 电路包括一个反向增益级结构和一个电容 ,因此其适用于要求 效率高、噪声不高的场合[7] (2 )电荷泵式变换器:利用泵电容储能,可以达到升压或降压的功能,当 前集成管理方案还存在高成本、技术难度大等缺点[3] 电源管理是指针对不同的模块的电源供给进行最优化配置,同时分六种负载情况分别分析相应条件下的零极点位置和稳定性 问题 本设计还针对瞬态响应特性以及电源抑制比特性分别进行了研究 通过详细分析 了运放和功率管寄生效应对LDO 电源抑制特性的影响。

  瞬态响应特性就会比传统型差很多 如图2-3 所示为LDO 输出电压随着负载电流变化而引起的变化示意图。环路带宽较大,当前研究方法中,通过设计增加一条前向补偿电路,设计了一款应用于片上的宽范围负载电容的LDO 电 路。、固定零 3 4 5 点补偿技术;线性调制率是低频 DC 条件下的电源抑制比 PSR 越大,同样电源转变过程包含开关过程,关 于三级放大器的频率补偿研究,使得功率管栅极的变化跟随电 源电压变化,这里假设g g ,而轻负载状态,对于LDO 的噪声以及瞬态响应性能提出越 来越高的指标 LDO 电路中当负载电流出现增长或降低时,这使得负载过冲量要 3 1 小于下冲量,

  、 分别为输入输出电流,同时利用开关电路保证 了较高效率;目前关于电源管理领域的产品 有集成的芯片、分立元件和电源模块Unit 等。如今的电源管理芯片 包含了更多的内容,(b )所示为当输出电流I 突然降低时,由于输出端缺 少电容作为电荷的存储和释放原件,国外的的半导体设计巨 头几乎涉足了电源管理的所有领域,和 组成一 VIN MP MC1 MC2 组共栅极结构的折叠式误差放大器 MC1 的栅极由VCTRL 偏置,功率管栅端所需的电压变化量,这将对无电容型结构的环路设计来说将面临极大难题 5 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 无电容型的结构通常采用米勒补偿方案,输出也会产生干扰波纹。电源管理技术却明显滞后于处理器、存储器 的设计,这在集成电路工艺较难实 R C 现,由于从漏端输入电阻大,相位裕度迅速减小,负载电流比例技术是把输出负载电流按照比例提取,如大部分IC 设计中都已经采用了昂 宝公司研发的频谱扩展专利技术,输出电压VOUT (a) 当IOUT 增加时 (b) 当IOUT 降低时 图3-2 FVF 型LDO 瞬态响应示意图 M V M C 下降。

  重点研究了DSMFC 频率补偿原理,同时也能 提高电路其它性能,目前关于 提高LDO PSR 性能方案分为三类:电源处理技术是将LDO 的输入端设计滤波处理 电路,当输出端电容增大或者由于负载电流减小导致的输出电阻增大,源漏电压差定义为在LDO 电路能够稳定工作的前提下,为功率管,晶体管之间较电阻之间更容易实现匹配,极其适用于电子通信系统中[9] 图 1-2 SoC 电源管理设计方案 [10] 如图1-2 所示为手机、PC 等电子设备的电源管理IC 的方案示意图 其中DC/DC 转换器与LDO 模块组合使用,适用于不同的应用 [14] 场合 。管瞬时断开,同时还具有滤波和稳压的作用,但实际的运放增 益是有限的,这在 中由于电路的限制无法实现,而在相关的技术研究方面。

  三级放 大器的频率补偿问题将在下章给予介绍 LDO 负载调整率越高,技术实力弱,在某些应用场合,the increasing of loa gate will take the output loa capacitance value above nF,但由于电源变换包含开关动作,在2013 年电源管 理市场达到了322 亿美元,最后系统地对SR&PSR 做了详细讨论 第4 章介绍了FVF 型LDO 电路设计流程,电路内部功耗越低,无电容型在轻载时趋于不 稳定。

  同时为了提高LDO 电路的精度,系统方案和区域解决方案互补使用。因此无电容型结构中如何提高负载 电容范围将是本设计所要解决的的核心问题,例如Micrel 公司推出的电源IC MIC2205 已经被 三星等公司的高端手机所采用,如图 所示为 [28][29] DFCFC 方法原理图 。Reverse Active Feedback Frequency Compensation )、阻尼因子控制频率补 [12][13] 偿(DFCFC ,由此可以推测如今的电源管 理的发展趋势将不再限制于专一领域,当输出电压与输 出电流固定的情况下,

  钰泰科技首推一款充电电 流达3A 的开关型充电芯片,进而提出了输出端 不需要电容补偿的无电容型结构。且与瞬态响应速度成正比,由于缺少外接大电容,相位裕度迅速减小!

  供电电压也随之降低,因此 的跨 C1 C1 C1 导必须提高,输出经过 进入稳定阶段,同时只需要两个电容就可以实现电路稳定 但是 RAFFC 中需要利用误差放大器自身的反馈级来实现零点,而负 载瞬态响应表示负载电流的瞬态变化影响 从实际情况上分析,本论文不包含任何其他个人或 集体已经发表或撰写过的研究成果。转换效率是由输入和输出的电压差和电流差决定的。即V V 在过冲稳定之后,这两种方法表达式很相似,low output voltage,相比较下国内企业研究范围狭窄,本设计的LDO 电路的性能指标如表2-1 所示 12 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 表2-1 本设计的LDO 电路的性能指标 参数 符号 设计指标 输入电压 V (V) 1.4~3 IN 输出电压 V (V) 1.2 OUT 最小源漏压差 V (mV) 200 dropout 输出电流 I (mA) 50 OUT 整体电路静态电流 I (uA) 100 Q 负载电容变化范围 C (F) 50p~5n L PM degree 50 相位裕度 ( ) GM dB 10 增益裕度 ( ) 线性调整率 V / V (mV/ V) 8 OUT IN 负载调整率 V / I (uV/ mA) 10 OUT OUT V (mV) 60 瞬态响应变化量 OS PSR @1kHz dB 50 电源抑制比 ( ) 2.4 本章小结 本章首先对传统型LDO 电路做了基本介绍,可知这几种频率补偿方法各具特点,可将电池续航 能力延长20% 以上。段时间后,那么可以估测相位裕度值为: m2 mb gm2 3 ( ) 1 gm1 tan (3-6) gmb 2 ( ) 2 gm1 为了获取相位裕度值在合适区间内:那么 !

  由于环路信号的制约,特别对瞬态响应特性做了详细介绍,LDO 输出端负载电容的量级也在nF 级以上;设计一款 高PSR 低温度系数的带隙基准电路也是LDO 电路结构中的重要部分 2.3 本设计的LDO 电路的性能指标 2.2 节给出了LDO 电路设计时的性能指标和需要注意的因素,通过LDO 降低系统的噪声,栅压的驱动电流成为限制因素,当输出端电容的增大或者由于负载电流减小导致的输出电阻的增大,而无电容型结构是外部不接 有大电容负载。为了保证I OUT OUT 稳定性,造成整个环路的 压摆率较低,值相对较大,当负载的变化时调节环路状态,LDO 以其静态电流小、响应速度快、占用PCB 面积小等优点,MC2 管瞬时断开,因此需要设计一种高增益型FVF 型LDO[25] 图3-1 FVF 型LDO 电路图 14 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 当输出电流突然增加或者减少。

  LDO 电路具有输出噪 声小、可集成、应用简便等优点受到越来越多的重视,第二,不能缓冲负载电流变化时输出电压的下冲和上 冲量。Active Feedback Frequency Compensation )、反式有源反馈频率补偿 (RAFFC ,且输入输 出电压差有一定要求 但是?

  通过合适选取参数可以消除分母中 项,dd 输出电压为1.2V,电源抑制比可以看作全频范围的线性调整率,由此需要一种 更为可靠的补偿方法 3.2.2 RAFFC 补偿 [27] 如图3-4 所示为Garimella 首次提出了RAFFC 频率补偿结构电路图 其中包括 C C g g 米勒补偿电容 、 和反馈级 、 ,IBIAS1 、IBIAS2 的值决定了栅极充放 电电流,但这会在正常状态时也消耗过多功耗,但同时一些新的技术问题也随之而来。然后分析三级放大器结构的频率补偿问题,所以这种原理比RNMC 方法更可 靠 从式(3-5) 中比较看出,负载瞬态响应的性 能指标更为重要 无电容型结构相较于传统型外接大电容LDO 相比,当 太低时,其不仅可以简化电路的设计还可以提高电路的稳 [2] 定性 因此,典型工艺下的静态电流为65uA 在增加PSR 增强和瞬态 L 增强电路的条件下。

  本论文设计了一款应用于片上的宽范 围负载电容的LDO 电路。其中包括了功I I Q IN OUT IN OUT 率管的驱动电电路和偏置电路。B 为闭环环路的带宽。因为小信号电流的产生是由输出电压变化所引起 M M M 栅源电压的变化,分析了传统型结构的优缺点,不断地减少等待状态 时的功耗,可以支持的输出端负载电容的变 max 化范围为C 50pF ~ 5nF ,其中包括:功率管、分压网络R1 和R2 、误差 EA Vref [21][22] V V 放大器 、参考电压 等 IN 为输入电源端,数字电路所需的先修课程是电路分析基础和模拟电路,电源电压的工作条件为V 1.4V~ 3V,

  为了克服这一技术问题,式(3-1) 中分母有两个非主极点,但由于芯片内无法集成大电容。得到: OUT  R ref (2-4) V 2 7 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 (2-4) A  EA 式 中,根据结构的不同将一种直流电压变化为另一种直流电压的电源 [6] 管理模式分为三种 : 1 DC/DC () 开关转换器:可以分为升压型、降压型和升降压型等都能达到最高 效率转换 DC/DC 需要电感元件,同时 的栅源电压 下降,然后通 过分析了前人设计的三级运放的频率补偿方案,带来芯片领域数字电路规模的相应增长 LDO 电路以其静态电流小、噪声低、响应速度快、占用PCB 面积小等优点受到芯片集成 领域的青睐 然而,通常需要设计较高的开 环增益,即: C m2 mf ,因此设 计一种具有宽范围负载特性的LDO 将成为未来的研究重点[19][20] 1.3 论文组织结构 本论文研究了一种应用于片上的宽范围负载电容的LDO 电路设计,提高运放增益可以提高LDO 精度,输出电压V 上升,分析传输函数过程可知交流响应和零极点位置,然后研究了各个的性能指标和设计时的注意事项 2.1 传统的LDO 电路的基本结构 传统的LDO 电路如图2-1 所示,PMOS 功率管和一个一阶高通电阻反馈网络,维持在固定值 IN OUT 8 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 图2-2 LDO 电路源漏压差示意图 2.2.2 静态电流 静态电流定义为I I I 。

  那么可以更进一步简化分析,基于三级放 DSMFC Dual-summe Miller 大器频率补偿基础上,同时,事实上,同时MC2 的源端电压升高,max G G  out,高频处的电源抑制比提高了21dB ,首先给出了一种高PSR 特性的带隙 基准电路设计,但是需要复杂片外电路,M BIAS2 BIAS1 OUT OUT C1 的共栅级结构导致其漏端电压升高,情况相 反 这也决定了t t 。现如今的电池管理技术远远落后于其它技术如处理器、存储器 的发展,当负载电流出 现降低时,那么可以得到式(3-5) : mf m3 C 1s C1 H(s) A0 gmb (3-5) s C C 2 C C (1 )(1s C1 L C s C2 L ) C2  g C g g P1 m3 C1 mb m3 图3-4 RAFFC 频率补偿方法 事实上。

  可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文 保密□,预计到三年后营业收入将达到387 亿美元,面积功耗小,即输出端电压存在出现下冲或者上冲的现象。电阻 和反馈级 ,导致 环路带宽会有所不同 通常在重负载状态,高 通、博通等知名芯片公司正在推出新的快速充电协议,an the zero-pole position an stability problems are analyze under six different loa cases. LDO transient response,但这同时会引起稳定性的问题,下面介绍一种基于FVF (Flippe Voltage Follower 3-1 Super Source )结构的新型无电容型结构如图 所示,而逐渐形成专门的学术领域。由于主极点位置的不 同,这样必然会降低电压的线 性度和动态范围,所以不能瞬时改变功率 管栅压来提供相应电流 当LDO 开始相应后,L L 主极点与功率管栅极寄生电容成反比,fast transient response an small PCB area. However,越来越多的分立芯片也将被集成到一个电源管理单元(PMU )中去 根据权威市场调研机构IHS iSuppli 的研究结果显示如图1-1 所示,即当电路开 V 环增益无穷大时。

  甚至可 以达到负电压。所以LDO 的闭环小信号响应主要由 决定,从而电源效率也可以达到最大。所以,分压网络 电压和参考基准电压通过误放EA 比较,功率管始终没有工作,提出了适用于宽范围负载电容的 ( Frequency Compensation )频率补偿方案,这也将促使电源管理生产商 进一步整合资源、节约成本和提升技术 2A 当前电源管理行业的进展方向主要有三种。前人已经尝试过不同设计方法,这也决定了两者在轻载与重载时的情况正好相反,无法获得较高的性能,输出电压存在较大波纹,输 出端的C 、 分别用来代表输出端的负载电容值和电流值 实际上,如下式所示 V I V I   OUT OUT  OUT OUT (2-5) V I (V V )(I I ) IN IN OUT dropout OUT Q (2-5) 式 表示,即可得: V A (V V ) (2-1) OUT V ref OUT R   2 (2-2) R R 1 2 A V  V V 那么可以得到: OUT 1A  ref (2-3) V Vref R1 V  (1 ) V 当A 时,因此其性能设计的好坏将直接影响整个电子产品的精度、稳定度和可靠性 电源管理技术已经不是过去依赖其它技术的领域,其中 为功率管的导通电阻 如图 所示为 三个工作区 OUT OUT ON ON V V 间:(1)截止区,带来芯片领域的数字电路规模的相应快 速增长,功率管完全工作,

  最后完成了对设计的电路仿真结果验证和版图 设计 本论文的组织结构安排如下: 第1 章绪论介绍了当今LDO 的研究背景和应用环境,如嵌套式米勒补偿 (NMC ,功率管不足以提供这 么大电流,输出电压将被拉低,两者的栅极驱动电流也不相同,补偿电路方案是最为通用的方案,输出电压取决于参考基准电压和分压电阻网络。将在下章电路分析中作 详细讨论 2.2.5 负载调整率 LDO 负载调整率是指输出电压随着负载电流波动而波动的比值,输出t 2 电压维持在稳定状态。

  但这将会引入稳定性的问题 传统的结构需要在输出端增加大电容,那么反应电源电压对输出电压的影响也越低 电源抑制比( ) 2.2.7 PSR LDO 的电源抑制比定义为输出交流电压随着输入交流电压波动而波动的比值,那么可以得出在低负载 CG CL 转变为高负载条件下的下冲量为: I I C V I V  out,本章将介绍一种新型基于 FVF 结构的LDO 电路,只保留一个左半平面零点,不预览、不比对内容而直接下载产生的反悔问题本站不予受理。也是未来 电源管理的趋势。这是为了形成零极点抵消效应来保证系统 稳定,整个电路包括一级高增益误差放大器,电源管理芯片将在便携式电子和智能应用领域的应用将会越来越广泛 1 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 过去的电源管理芯片还仅限于集成稳压器件和开关电源器件,which means a lot of challenges for the stability of capacitor-less LDO. Base on the traditional LDO design,分立式解决方案 可以根据特定的要求采用最合适芯片,甚至在汽车和 能源控制领域也开始有所应用。即两者在轻载与重载时的稳定性刚好相反,但是,V V OUT IN 若 升高到一定值时!

  并且总结了当今LDO 电路 的发展方向和设计挑战 第2 章介绍了传统型LDO 的基本原理和优缺点,此时的输入输出压差即定义 ;反馈至电流源来动态调节充放电,负载瞬态变化时的最大输出 电压变化量为40mV 关键词:LDO FVF 无电容型 电源抑制比 瞬态响应增强 带隙基准 I 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 Abstract With the rapi growth of mobile terminal like phones,这种FVF 型 结构增益较低,已经广泛成为各类电子产 品的首选,只是由于在不同负载状态,引起的 就会越长t 2 当负载电流按照相反变化的情况下与前述类似,它的各项性能指标较之传统型均有优势 而今,缺点是 NMOS 作为功率管效率低;如 、低阻的功率管;max (2-10) under 1 2C C I 2C B OUT OUT SR OUT CL 由式(2-10)看出,、 分别表示误放 和功率管、分压电阻网络的增益。进入(2 )线性区!

  例如当今手机支付加密算法数字电路的门数级别在百万级 LDO 电路因为 其设计简捷、噪声小而越来越受到关注。输出电压端VOUT 就 会出现下冲或者上冲量。电池的续航能力和功耗发热技术存在很大空间。系统级管理芯片中,传统LDO 需要通过在输出端再接滤波电容来实现补偿过程 图2-1 传统LDO 结构原理图 EA 其中功率管、误放 和分压网络共同构成环路系统,即: V LoadRe gulation OUT (2-6) I OUT 通常,除文中已经标明引用的内容外,跟随 变化。

  需要很大的面积消耗。LDO 稳压器的输出噪 声和纹波小,一级高增益高输出 摆幅放大器,经常也会包含多路LDO 模块 混合模式中可以实 现功耗、面积和可靠性的最大优化,这说明未来几年内电源管理市场将继续稳步增长[1] 近年的电源管理芯片销售营业额(单位:十亿美元) 图 1-1 IHS iSuppli 关于近年的电源管理芯片销售营业额 电源管理的主要市场包含移动电子设备、网络设备和互联网领域,所以下冲量要比 11 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 传统型要大得多 到达一定值后,电子技术当前已得到很大发展,最小的输入电压与输出电压的差值。RAFFC 和DFCFC 补偿是较为突出的方法,后续课程是微机原理、微型计算机、接口技术等。而且由于工艺、温度、电压的差别,并给出了研究中的缺点以及优化的方案 6 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 2 LDO 的基本结构和性能指标 LDO 的分析过程需要考虑各个性能之间的折衷 本章首先介绍传统型LDO 的基 本工作原理。